选择功率晶体管

应选择在较大原边电流时具有好的增益和饱和特性的功率开关晶体管。该电流由以下方法计算。

在较小充电器输入时，Vcc=22V（假设原边和副边效率为75%），则输入功率是

现在可以计算集电极电流Ic。

在90V输入时，导通时间是较大值50%，因此导通期间的原边电流平均值是允许20%的纹波电流（这是临界输出电感电流为满载的10%的情况，如图所示），则较大值是1.32A。

实际上，通常选择的晶体管电流额定值至少是该值的两倍，以确保晶体管有合适的电流增益和开关效率。应该记住，在瞬态条件下，由于流过各输出电感的电流超调，所以该电流将会大于1.3A。再有，要考虑原边磁化电流，并且晶体管在满载和有瞬态电流条件下不能饱和。

晶体管电压额定值

在关断瞬间，集电极的反激电压至少是较大手机充电器电压的两倍，并且由于有漏感，通常都会超过该较大值。因此在较大充电器输入和零负载时，V的较大值是

因此

允许在整流器和变压器上有5V的损耗，所有直流电压Vcc是362V。

反激电压是该值的两倍，加上附加的感应过电压（10%）。因此

如有正确的驱动波形和缓冲电路，在达到该高压条件之前集电极电流就已经降到了零，因此可以选择较小Vcex额定值为760V的晶体管。

为了防止副边击穿，设计者必须保证达到集电极电压额定值Vcex前集电极电流已经达到零。这可以通过合适的缓冲电路来实现。

扫描仪电源适配器较后设计注意事项

为完成设计，关于输入滤波器。整流器和储存电容的设计。

如果使用简单的原边过负载保护，由于单个输出可能过载，则需要所有的辅助输出端能够在装置无损害时输出所有的VA值。对于多输出系统，如果每个输出充电器有各自的限流，则可以得到更加满意的保护效果。关于合适的限流变压器。

在正激变换器中，输出电容器与用于反激变换器中的相比可以相对的小，因为该电容的选择主要是要满足输出纹电压面不是输出纹波电流的需要。可是，如果串联电感非常小（快速响应系统），则纹波电流的要求仍然是选择电容器的主要标准。在有大的瞬间负载出现的场合，负载突然移去时的电压超调量可能是选择标准。注意当负载突然降到零，储存在输出电感器的能量（（1／2）LI2）集中转移到输出电容器，这会引起电压超调。

变压器饱和

对于以上的变压器设计，变压器在瞬态条件下可能饱和，除非在控制电路的设计中对其进行防预。例如，考虑在高输入电压和负载电流非常小的条件下，负载突然增加通常使驱动电路产生较大脉宽。这种情况可能持续数个周期，直到输出电感器中的电流上升到要求值。在这些条件下，变压器在所选择的磁通密度水平上将饱和。为防止这种情况，要使用较低的磁通水平。但这不是在此推荐的方法，因为这种方法会增加原边匝数，并降低变压器效率。

本例中，已经假设驱动电路具有“脉冲并脉冲”的原边限流，它可以检测到突然出现的变压器饱和，并限制驱动脉冲宽度的进一步增加，这样会产生较大的响应时间，防止由变压器饱和引起的失败。

小结

上文已经讨论了单端正激变换器的主要参数，并检查了实际的变压器设计。

虽然变压器中的峰值电流通常低于反激情况，但额外的原边匝数的需求使变压器的效率并没有得到改善。

由于输出整流器和电容器中的纹波电流减小了许多，这使得正激技术比反激技术更适合于低电压、大电流的应用。元件尺寸的减小基本上被增加的输出电感器和整流二极管所抵消。

所有的辅助输出和主输出都存在临界较小负载的情况。工作电流低于该临界值导致电感器工作不连续，使得电压调节失效，特别是对于辅助输出更是如此。在开环情况下，如果不提供假负载或其他钳位作用，输出电压可能会超过标称值的1到2倍。这些要求在应用中和这种变换器的设计中必须考虑。

线性调节器用于低电流输出时，多余的电压降在串联调节器两端，且轻载时其消耗很小，所以性能较差的电压调节在轻载时通常不是问题。但是调节器的额定电压可能会成为一个限制因素。