对角半桥正激变换器

对角半桥正激变换器，别名双晶体管正激变换器，它的原边功率开关的接法类似于在反激变换器中的接法。图表示了该功率系统的一般电路。

这种结构特别适合于场效应晶体管（MOSFET）的工作，因为能量恢复二极管D1和D2在开关元件上对充电器开关元件提供了强烈的钳位作用，防止了反激作用时任何的过电压。功率开关管两端的电压将不会超过充电器电压加两个二极管管压降，因此电压应力仅为单端变换器中单个晶体管所受应力的一半。

该例中已给出两种输入充电器电压规格供选择，通过拨动连杆LK1，用户可选择110V或220V作为输入电压。

110V工作时使用倍压，因此无论是110V还是220V工作时，直流电压V都接近于300V。高充电器无负载时的较大电压将接近于380V，因此为保险起见，可以选择额定电压为400V的功率MOSFET（有些MOSFET高温工作时电压额定值下降，这一点应该考虑）。

手机充电器工作原理

MOSFET1和MOSFET2（功率开关管）同时导通和关断。当元件导通时，原边充电器电压Vcc加在变压器原边两端，所有绕组的起始端为正。

在稳态条件下，输出扼流圈L1中在上一个工作周期已经建立了电流，该电流由于扼流圈L、电容器C1和负载的续流作用，经续流二极管D4形成回路。

副边emf建立（通过导通功率MOSFET）时，流过变压器副边和整流二极管D2的电流迅速建立，它仅受变压器漏感和副边电路的限制。由于在短暂的导通瞬间扼流圈电流l必须维持几乎不变，因此随着D2中电流的增加，流过续流二极管D4的电流必须相应减小。当D3中的正向电流增加到原来在D4中流过的电流值时，D将关断，L输入端（A点）的电压将增加到副边电压V，，正激能量转换状态已经建立前面所述的动作只占整个传递期间的很小一部分，这取决于漏感的大小。典型情况下该电流在1us内建立对于非常大的电流、低电压输出，漏感引起的滞后可能比整个导通期间更长（特别是高频情况下）。这会限制传送的功率。因此漏感总是应尽可能地小在正常条件下，在导通期间的大部分时间里副边电压将加在输出Lc滤波器上，L两端的电压为（VV=）。因此，导通期间电感器中的电流将以由该电压和L电感值所决定的速率增加，表达式如下：

在此Ll1是L1的电感值。

根据变压器作用原理，该副边电流会转换到原边绕组，所以Ip=Is／n，在此n是变压比。除了该折算的副边电流外，原边还流过由原边电感Lp决定的磁化电流。磁化电流将能量储存在变压器磁场中，该储存的能量在关断瞬间产生反激作用。

当MOSFET1和MOSFET2关断时，反激作用使所有绕组的电压反向，但由于二极管D和D2的钳位作用，反激电压被限制在充电器电压。在关断期间，储存在磁场中的能量返回充电器。

由于数码相机电源适配器现在的反激电压几乎等于原来的正激电压，恢复储存的能量所需的时间将等于前个的导通时间。因此对于这种电路，变压器可能出现阶梯形饱和，故占空比不能超过50%。

在关断瞬间，副边电压反向，整流二极管D2被关断。输出扼流圈L，电流将保持不变，续流二极管D4因此导通。在L的强迫作用下，电流将在回路L、C、D中流动，A点因一个二极管的压降而变负。L1两端的电压等于输出电压（加一个管压降），但方向与原来导通状态时电压方向相反。L中的电流减小到较初的开始值，一个周期结束。

应该强调，漏感在该系统的工作中起了非常重要的作用。漏感值太大会导致功率不能有效地传递，因为大部分的原边电流在关断期间回送到充电器。这在开关元件和能量恢复二极管中引起无用的功率损耗。

二极管D4的反向恢复时间特别重要，由于在导通瞬间电流从D2流进输出电感器，并流向D4的阴极，此时正是D4的反向恢复期间。这在导通瞬间会引起原边开关管电流超调。

为了强调变压器漏感的重要性和对快恢复二极管的需要，对该变换器工作情况的一些细节作了描述。这些影响在能够充分利用功率MOSFET优点的高频工作时变得尤其重要。

应该记住，漏感并不仅仅包含在变压器本身，它还包含在所有外部电路中。应通过使用短、粗导线并在可能的地方绕制或按紧密耦合双胶线绕制使电感较小；以此维持回路电流。

能量恢复二极管D1和D2应该是快速、高压类型的，低ESR的电容器应放置在充电器两端并尽可能靠近开关元件。输出电容器C1的ESR和ESL对变换器的功能来说并不是非常重要，这是因为电感器L已将该电容器与功率开关隔开。

C1的主要功能是减少输出纹波电压和储存一定的能量。通常使用附加的LC滤波器减小噪声要更经济，因此在该位置应避免使用昂贵的低ESR的电子电容器。半桥变换器的变压器设计见。

开关电源适配器设计方案

开关电源适配器的基本工作原理及研究意义