双端正激变换器拓扑

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双端正激变换器拓扑

基本原理
电源适配器双端正激变换器拓扑如图所示的单管单端（以下简称单端）正激变换器使用单个开关管不同，双端正激变换器使用两个开关管，且这样有显著的优点。即关断时，每个开关管仅承受一倍直流输入电压（单端正激变换器中为两倍直流输入电压）。另外，关断时也不出现漏感尖峰。
曾指出，考虑到15%的瞬态误差、0%的稳态误差和30%的漏感尖峰，交流输入为额定电压120V的单端正激变换器的关断电压应力高达550V。
尽管许多双极型晶体管额定V。高达650V甚至850V，能够承受这样的电压应力，但使用只承受一半关断电压应力的双端正激变换器要更可靠。可靠性是开关电源适配器设计中重要的考虑因素。若权衡可靠性与原始成本，则较好的、从长远看也是较经济的选择是可靠性。
而且，对于用于欧洲市场的电源适配器（那里交流电压为220V，整流后额定直流电压约为308V），根本不能使用单端正激变换器，因为开关管关断时电压应力太大。用于欧洲市场的产品，只能采用双端正激变换器、半桥或全桥电路。

下面来样定做电源适配器双端正激变换器的工作原理。如图所示，Q1和Q2分别串接于变压器初级的顶端和底端。两个开关管同时导通和关断。当它们导通时，所有初级和次级的同名端为正功率传递给负载。当它们关断时，存储于们励磁电感上的电流使所有绕组电压极性反向。Np的同名端电位被二极管D1钳位至地电位。N的异名端电位被二极管D2钳位于Vdc。

日本认证电源适配器双端正激变换器。开关管Q1和Q2同时导通和关断。二极管D和D2的作用是使Q1和Q2的较大关断电压应力为V，而图所示的正激变换器较大关断电压应力为漏感尖峰加上22V

所以，Q1的发射极电压不会超过V，02的集电极电压也不会超过V。漏感尖峰被钳位，使任一开关管的较大电压应力都不会超过较大直流输入电压。

电路更显著的优点是没有漏感能量消耗。开关管导通时，存储于漏感中的所有能量不是消耗于电阻元件或功率开关管内，而是在开关管关断时通过D1和D2回馈给V。漏感电流从N的异名端流出，经D2流入V的正极，然后从其负极流出，经D返回到N，的同名端。
考察图所示的电路会发现，只要保证复位时间等于导通时间，则磁心总能复位。因为开关管关断时，N上的反向电压与导通时其上的正向电压相等。因此，若不需要较大导通时间超过半周期的80%，使下半周期开始前有20%的安全裕量，则磁心总能成功地复位。选择足够大的次级匝数，使V较小时次级电压峰值与大占空比04的乘积等于所需输出电压，就可达到上述要求。

电源适配器实际输出功率的限制
一定要注意，这种拓扑与单端正激变换器一样，每周期仍只有一个功率脉冲。因此，无论是单端或双端结构，给定磁心能提供的实际功率均相等。谈到，单端拓扑的复位绕组仅用于开关管关断时通过励磁电流。由于这个电流很小，只用线径为30号甚至更小的导线绕制即可。若使用同样的磁心，即使双端拓扑没有复位绕组也不允许利用加大功率绕组线径的方法来提高输出功率。
由于开关管较大电压应力不大于较大直流输入电压，所以讨论的单端正激变换器200W的实际功率限制不再成立。随着双端正激变换器电压应力的下降，输出功率可达到400~500W，且满足所需电压和电流及增益要求的廉价开关管也很容易买到。

下面考虑一个额定交流输入为120V，且具有±10%稳态误差和±15%瞬态误差的双端正激变换器。它的较大整流直流电压为1.41×120×1.1×1.15=214V，较小整流直流电压为1.41×120÷1.1+1.15=134V，初级等效平顶电流幅值为lpft=3.13Po／Vdc，当Po=400W，Ipft=9.6A。市场上有很多满足这种要求的开关管（双极型和 MOSFET），并且增益足够，价格低廉。
GS电源适配器双端正激变换器由120V交流供电时，一个较好的替代方案是接入倍压电路。这种电路能使电压应力加倍至428V，使电流幅值减半至4.8A。4.8A的初级电流，会使RFI问题减轻。如果关断时刻有反向偏置为-1~-5V（额定Vcev），则额定Vceo为400V的双极型晶体管很容易承受428V电压。

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| 发布时间：2019.01.25 来源：电源适配器厂家

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