开关损耗分析与负载线整形缓冲电路设计

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开关损耗分析与负载线整形缓冲电路设计

对于12V2000mA电源适配器变压器绕组或电感与功率晶体管串联的拓扑，存在功率晶体管开通和关断时其电压和电流重叠所引起的开关损耗。其中，关断损耗占晶体管损耗的大部分。

关断损耗为关断和开通时间内的积分

，持续时间约为0。2~2us（双极型晶体管）。用于减小关断时电压和电流重叠面积的电路，称为关断缓冲电路或负载线（load-line）整形电路。这些电路是本章主要讨论的内容。
开关损耗通常会有很高的损耗尖峰。甚至对开关损耗取平均值后，其平均损耗也可能大于晶体管导通时的平均导通损耗。开关频率越高，每个周期的开关损耗占总的晶体管损耗的比例越大。这也是使用双极型晶体管工作在50kHx开关频率以上时的主要制约因素。
对带功率变压器的拓扑而言，开通期间内的损耗会比较小，因为变压器漏感可抑制开通时电流的上升斜率。在开通的瞬间，漏感产生的高瞬态阻抗使得晶体管上的压降迅速降为零，而同时漏感会使电流上升斜率变缓。由于晶体管上的压降近似为零，因此电压电流重叠引起的开关损耗非常小。

但在Buk电路中（图），晶体管导通和关断时均有很大的电流电压重叠。Buk晶体管开通时，由于Bck电路中续流二极管Dl的阻抗很小，重叠的上升电流和下降电压产生很大的瞬时尖峰损耗。Buck晶体管的关断损耗则可以通过与变压器型拓扑中一样的关断缓冲电路来减小。
MOSFET的关断损耗比双极性晶体管要小很多。它的电流下降时间非常短，因此一个小的缓冲电路就可以满足要求。在 MOSFET漏源极的寄生电容上的电压显著上升前，其电流已经急剧下降了。
虽然 MOSFET管依然使用关断缓冲器，但它的作用不是减少关断重叠损耗，而是降低变压器漏感尖峰电压。由于变压器漏感尖峰电压与d／d成正比，所以 MOSFET比双极型晶体管更快的电流下降速率会引起更高的漏感尖峰电压。所以， MOSFET虽然也需要关断缓冲电路，但缓冲电路上的损耗不会像双极型晶体管上的那么高。
MOSFET管存在相当可观的开通损耗，但这并非是由电流和电压的重叠引起的，而是由于它相对较大的漏源极输出电容C。关断时，该电容通常被充电至输入电压的两倍，故储存了

的能量。接下来，在晶体管开通时，该能量以 MOSFET损耗的形式释放，在一个周期内的平均损耗为

，
遗憾的是，用于减小 MOSFET所承受的漏感尖峰电压的缓冲电路也会增加这一损耗，原因是缓冲电路会增加品体管输出端的电容量。

无缓冲电路的晶体管的关断损耗
以图中的正激电路为例，电路中采用了典型的RCD关断缓冲电路（由RI、C1、D1组成）。假设该电路由115V交流电压供电，输出功率为150W。对离线式电源适配器来说，整流后的直流输入电压范围通常是136~184V。

（a）由R1、C1、D1组成的正激变换器的缓冲电路。Q1关断时，集电极电压开始上升，D1随即导通，Cl抑制集电极电压上升的速度，减小上升电压和下降电流的重叠，从而降低品体管Q1的损耗。在下次晶体管关断之前，C1必须在Q1的导通时间内将上一次关断时充的2V放完，放电路径为R1、Q1。（b）无缓冲电路时，集电极电压瞬时升高，Q1的损耗是。
由式可知，Q1的峰值电流为

假设Q1为快速双极型晶体管，如第三代 Motorola2N6836，其额定电压V为450v（850VV），额定电流为15A。器件手册上给出，在5V基极反向偏置条件下，集电极电流由3。5A下降到0A的时间为0。15μs。实际计算中，假设最坏情况下的下降时间是手册中数据的两倍，即0.3us。
首先分析不存在R、D1、C1缓冲网络的情况。对于复位绕组和初级绕组匝数相同的正激变换器，在关断瞬间，储存在励磁电感和漏感中的能量释放，电感两端电压极性反向，使正激变换器的晶体管集电极电压迅速上升到2V。
由于集电极输出电容比较小，故电压的上升是瞬时的。假设峰值母线电压V为184V，如图所示，品体管集电极电压迅速上升到368V，电流在03s内由345A线性下降到0A。

这一过程会在0.3μs的开关时间内平均产生3683。45／2=635W的重叠损耗。假设开关频率为100kHz，则每周期内平均损耗为6350。3／10=19W。如此高的损耗需要很大的散热器来保证晶体管的结温不至于过高，而通常满足条件的散热器的体积是不能接受的。
但需注意，以上计算是在假设的理想状态下得出的。估算的损耗是依赖于电流关断时间的假设而做出的。实际上，电流在下降之前会在很短的一段时间内保持为峰值，因此实际损耗大约比计算出的19W要多出50%。

图中，R1、C1、D1组成的缓冲器通过减缓集电极电压的上升速度，使下降的电波形同上升的电压波形之间的重叠尽量小，以达到减小开关损耗的目的。下面介绍其工作原理和元器件选择。

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| 发布时间：2019.03.27 来源：电源适配器厂家

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