电源适配器电流检测电路

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电源适配器电流检测电路

在电源适配器的设计中常常会用需要用到电路拓扑。电源适配器功率开关电路的电路拓扑分为电流模式控制和电压模式控制。电流模式控制具有动态反应快、补偿电路简单、增益带宽大、输出电感小、易于均流等优点，因而得到了越来越广泛的应用。而在电流模式的控制电路中，需要准确、高效地检测电流值，故电流检测电路的实现就成为一个重要的问题。对于一个成本压力很大的电源适配器系统来说，设计中的电流检测成本必须具有吸引力，将电流检测通道上的功率损耗降到最小来提高效率，在成本和效率之外还要求体积小，这对于安装到电路板上的电源适配器模块来说是一个关键要求。其他方面的考虑还包括高精度（可以简化或省去系统内部校准）和足够高的隔离电压（在AC/DC转换器中这是一个重要的考虑因素），还有就是用于高频系统应用的宽工作带宽。
在高频电源适配器中，需要检测出开关管、电感等元器件的电流提供给控制、保护电路使用。电流检测方法有电流互感器、霍尔元件和直接电阻取样。采用霍尔元件取样可以检出直流信号，信号还原性好，控制电路和主功率电路有隔离，但有微秒级的延迟，并且价格比较高。采用电阻取样价格非常低，信号还原性好，但是控制电路和主功率电路不隔离，功耗比较大。
在电流环的控制电路中，电流放大器通常选择较大的增益，其好处是可以选择一个较小的电阻来获得足够的检测电压，而检测电阻小，损耗也小。电流检测电路的实现方法主要有电阻检测、霍尔检测和电流互感器检测。
可用的电流检测解决方案分为两大类，即单芯片方案和分立电路方案。电流检测放大器通过测量一个小值串联电阻上的电压产生一个代表电流的电压信号。很显然，该电阻将产生功耗，并且该功耗随着电流的增大而增大，而为了限制噪声，放大器的带宽通常较窄。这些特性使得该技术最适于小电流直流系统和低频交流系统，而不适合那些高频和大电流开关模式设备。
霍尔效应和磁阻（MR）器件是通过检测有电流流过的电感器产生的磁场来工作的，因此产生的功耗要低得多。但这些器件的工作带宽较窄，体积大，成本高，而且输出信号小，噪声大，还有偏移和温度误差，这些都降低了检测的精度。
电源适配器电流互感器（CT）的工作原理是将流经初级线圈的电流反映到次级，再在次级通过一个外部负载电阻转换成电压。CT已被广泛接受，因为它们需要的外围元件最少，工作稳定，提供固有的高隔离度，而且便宜。不过其体积较大，功率损耗相对较高，有时还需要额外的电路进行磁芯复位。许多小型CT还是手工绕制的，因而存在机械完整性问题，例如抽头间隔的一致性差。
低端FET和DCR检测电路都是检测电路中已经存在的电阻上的电压，因此实际上它们自身并不会带来什么损耗。在DCR检测方案中，输出滤波器上的RC电路使得这种组合电路看上去像是电阻。连接到这个“虚拟电阻”上的放大器检测电流的方式与前面所述的串联电阻检测放大器方案是一样的。与DCR类似，低端FET检测方案也是检测电阻上的电压，不过是采用低端电阻RDS(ON)作为检测电阻。虽然这两种方法都需要较多的通用运算放大器和无源器件，但在目前最低成本和最低损耗的系统中仍有使用。这些方案不利的一面是，安装体积大，有时还需要额外的系统校准电路来解决检测量误差（有时误差高达±40%）。

1．电阻检测
电阻检测有两种，如图3-1和图3-2所示。当采用图3-1所示方法直接检测开关管的电流时，还必须在检测电阻Rs旁并联一个小RC滤波电路，如图3-3所示。因为当开关管断开时集电极电容放电，在电流检测电阻上产生瞬态电流尖峰，此尖峰的脉宽和幅值足以使电流放大器锁定，从而使PWM电路出错。

但是在电源适配器电路设计时，特别在设计大功率、大电流电路时采用电阻检测的方法并不理想，因为检测电阻损耗大，达数瓦甚至十几瓦，而且很难找到几百毫欧或几十毫欧的小电阻。

2．电源适配器电流互感器检测
电流互感器检测具有能耗小、频带宽、信号还原性好、价格低、控制电路和主功率电路隔离等诸多优点。在Push-Pull、Bridge等双端变换器中，功率变压器原边流过正负对称的双极性电流脉冲，没有直流分量，电流互感器可以得到很好的应用。但在Buck、Boost等单端应用场合，开关器件中流过单极性电流脉冲，原边包含的直流分量不能在副边检测信号中反映出来，还有可能造成电流互感器磁芯单向饱和。为此，需要对由电流互感器构成的检测电路进行一些改进。
在大功率电路中使用的电流互感器检测电路如图3-4所示。电流互感器检测在保持良好波形的同时具有较宽的带宽，还提供了电气隔离，并且检测电流小，损耗也小，检测电阻可选用稍大的值，如一二十欧的电阻。电流互感器将整个瞬态电流，包括直流分量耦合到副边的检测电阻上进行测量，但同时也要求电流脉冲每次过零时磁芯能正常复位，尤其在平均电流模式控制中电流互感器检测更加适用，因为在平均电流模式控制中被检测的脉冲电流在每个开关周期中都回零。

为了使电流互感器完全地磁复位，就需要给磁芯提供大小相等、方向相反的伏秒积。在多数电源适配器电路拓扑中，电流过零时占空比接近100%，所以电流过零时磁复位时间在开关周期中只占很小的比例。要在很短的时间内复位磁芯，常需在电流互感器上加一个很大的反向偏压，所以在设计电流互感器电路时应使用高耐压的二极管耦合在电流互感器副边和检测电阻之间。
3．防止电源适配器电流检测电路饱和的方法
如果电流互感器的磁芯不能复位，将导致磁芯饱和。电流互感器饱和是一个很严重的问题，首先是不能正确测量电流值，从而不能进行有效的电流控制；其次使电流误差放大器总是“认为”电流值小于设定值，这将使电流误差放大器过补偿，导致电流波形失真。
电流互感器检测最适合应用在对称的电路，如推挽电路和全桥电路中。对于单端电路，特别是升压电路，会产生一些必须关注的问题。对于升压电路，电感电流就是输入电流，那么在电流连续工作方式下，不管是充电还是放电，电感电流总是大于零，即在直流值上叠加一个充放电的波形。因此电源适配器电流互感器不能用于直接测量升压电路的输入电流，因为电感电流不能回零而使直流值“丢失”了；并且电流互感器因不能磁复位而饱和，从而失去过流保护功能，输出产生过压等。在降压电路中也存在同样的问题，电流互感器不能用于直接测量输出电流。
解决这个问题的方法是用两个电流互感器分别测量开关电流和二极管电流，如图3-4所示的电感电流是这两个电流的合成，这样每个电流互感器就有足够的时间来复位了。但要注意这两个电流互感器的匝比应一样，以确保检测电阻Rs上的电流对称。
功率因数校正电路一般采用升压电路，用双互感器检测，但在线电流过零时，电流互感器也特别容易饱和，因为此时的占空比约为100%，从而容易造成磁芯没有足够的时间复位。为此，可以在外电路中采取一些措施来防止电流互感器饱和，如对电流放大器的输出进行钳位来限制其输出电压，并进一步限制占空比小于100%，电路如图3-5所示。设定钳位电压的过程很简单，在刚启动时电流放大器钳位在一个相对较低的值（大约4V），系统开始工作，但过零误差很大；一旦系统正常工作后，钳位电压将升高，电流互感器接近饱和，钳位电压最多升到6.5V（低电压大负载时）并且电流的THD在可接受的范围内（小于10%），以限制最大占空比。设定的钳位电压不能太低，否则将使电流过零畸变大。
如果需要更好的特性或需要运行在宽范围内，可以用图3-6所示的电路，这个电路将根据线电压反向调节钳位电压。

电源适配器除了改进外电路，还可以改进电流检测电路。一般利用电流检测电路自复位，即利用磁芯中存储的能量和电流互感器的开路阻抗在短时间内产生足够的伏秒积来复位。但当占空比大于50%，特别是接近100%时，可能没有足够的时间来使磁芯复位。这时除电流放大器输出钳位外，还可以采用强制复位电路。
强制磁芯复位的电路很多，如使用附加线圈或中心抽头的线圈，但最简单的方法是采用图3-7和图3-8所示的电路来强制磁芯复位。采用脉冲电流强制复位电路和自复位电路没有差别，当复位时从UCC通过Rr的电流中加入磁芯复位电流，寄生电容快速充电，副边电压反向，伏秒积增加，磁芯复位速度加快。如果需要得到负的检测电压而又不想用负电压强制复位，则采用图所示的电路。

对于电流检测电路磁芯复位还要考虑的一个因素是副边线圈的漏感和分布电容。为了减小电源适配器损耗，一般选择匝比较大的电流互感器，但匝比大，副边线圈的漏感和分布电容大。漏感影响电流上升和下降的时间，分布电容则影响电流互感器的带宽。并且在磁芯复位时，副边电感和分布电容谐振，如果分布电容大，则谐振频率低，周期长，那么在占空比大、磁芯复位时间短时，副边线圈就没有足够的时间来释放能量使磁芯复位了。所以，应尽量不选择匝比太大的电流互感器。

4．电流互感器的下垂效应
电流互感器副边的脉冲电流要减去电流互感器绕组上的脉冲电压在副边产生的一个从零开始随时间线性增长的磁化电流，才等于检测电阻上的电流。该磁化电流的大小为：式中：Us为副边电压，Ls为副边电感，n=Ns/Np，Δt为电流波脉宽。

刚开始时副边电流是原边电流的n倍，但随时间增加，磁化电流加大，副边电流下降得很厉害，这就是电流互感器的下垂效应。所以，为了得到较大的副边检测电压，不应完全靠增大检测电阻Rs的阻值来实现，也要靠减小副边下垂效应来增加副边的脉冲电流，同时Rs的阻值大也将使磁芯复位困难。
如式所示，副边电感值越大，下垂效应越小；匝比越小，下垂效应也越小。但最好不要靠减少副边的匝数来减小匝比，因为这将使副边的电感减小，应在空间允许的情况下通过增加原边匝数来减小匝比。
在电源适配器设计中，电流互感器检测电路要充分考虑电路拓扑对检测效果的影响，需要综合考虑电流互感器的饱和问题和副边电流的下垂效应，以选择合适的磁芯复位电路、匝比和检测电阻。

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| 发布时间：2019.06.01 来源：电源适配器厂家

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