驱动变压器的恢复

在驱动晶体管Q2导通期间的开始部分，D1和S2将导通，但是当Q1已经关断并且基-射结间的恢复电流已经变为零的时候，在绕组P的电压通过R1使D1和S2反偏关断所有绕组在开始时都变为负，同时在绕组P2中会形成电流，使磁心复位到负饱和状态。

在饱和状态，流过Q2和P2的电流只通过电阻R1进行限流，所有绕组上的电压都为零，同时电路也复位到准备状态，从而给下一个导通周期做准备。

S1和S2之间应该只有非常少量漏感的要求，似乎与变压器原边-副边之间的隔离以及漏电距离的要求有矛盾，在离线开关电源适配器应用中，T1用来作为一个原边一副边之间的电路隔离，变压器需要比只对功率有要求的变压器大一些。

宽范围比例驱动电路

如图所示电路中，如果它的输入电压和负载的范围都较大，那么它将会有些局限性，具体叙述如下。

当输入电压很低时，工作周期将会变大，同时Q1的导通时间会远超过整个通断时间的50%，甚者，如果负载范围内允许的最轻负载较小，那么为了保持导通，输出滤波器网络中的L就必须足够大。在这种条件下，调整管的集电极电流小而导通时间长。

在这个长导通期间内，驱动变压器T产生磁化电流，因为绕组S1两端出现了恒定的Q1基射电压Vbe。由于在此期间驱动变压器是一个电流变流器，因此该磁化电流是输出电流的一部分。所以这个预期的比例驱动的比值在整个长导通期间内并不是保持不变。在此期间的结束部分，驱动能力下降。为了减少它的影响，要求驱动变压器T有大的电感值。

 但在导通期间结束时，Q必须要在余下的短关断期间复位驱动变压器的磁心。为了达到快速复位，绕组P2中每匝绕组的电压要大。这就要求要么选用P2匝数少且采用大复位电流的方法，也可选用大的辅助电源适配器电压。无论用哪种方法，在R1上将会产生较大的功耗。

因此，必须在电感匝数与辅助电压之间做出折中的选择，这在高频情况下，电感匝数与辅助电压之间是很难针对宽范围的控制做出优化的，而在图1。16。2中的电路可以解决这个矛盾。

在图的电路中，当Q2关断时，电源适配器通过R1和Q对C1快速充电，Q3通过其基极驱动回路P2、D2和R2强行导通。在Q2关断和Q1导通时，所有绕组同名端的极性都为正。

导通工作过程（宽范围比例驱动电路）

当Q2导通时，P2上电压反向，由S1、P1传递过来的变换电流在由C1、P2和Q2组成的低阻回路中流动。之后所有绕组上的电压都将迅速反向，就使得Q1关断，同时Q也关断。因此当磁心复位和C1放电时，电源适配器只会在电阻R1上形成一个小电流，在这里R1的值要比前面图中R1大得多。

如果Q2在一段长时间内导通而C1也完全放完电，那么D将引起“储能轮”效应，这会阻止P2上的电压反向超过二极管压降。匝数比例应该满足这样的要求：在上面所说的情况下，Q1不会变为导通。最后磁心将会恢复到一个由R1上电流定义的复位点。

关断工作过程（宽范围比例驱动电路）

当Q2关断时，由于反激作用所有绕组的同名端将变为正，同时Q1导通。来自P1和S1的再生驱动为Q1和Q3的导通及对C1的快速充电提供持续驱动。这种状态将一直持续到Q2再一次导通，即完成一个周期。这种电路形式的优点就是磁心可以通过一个高的辅助八字尾电源适配器电压迅速复位，而不会在R1和Q2上形成过度的损耗。

在这个电路中，变压器与复位要求之间的矛盾得到了大大的缓解。但是电感应该足够大，限制磁化电流处在一个可以接受的范围内。还要有足够大的驱动来保证电路在所有的情况下都能正确地开关工作。如果允许驱动变压器中磁化电流分量超过集电极电流，那么正反馈将消失。

带有高压晶体管的比例驱动

如果Q1是一个高压晶体管，那么为了得到稳定有效的工作，应该对基极驱动电流的形状有所要求。

图中的高压品体管驱动电路进行了适当修改，由L、R3、R4、D2和C2组成基极驱动波形形成电路。