控制电路简要描述

桌面式电源适配器隔离的自激振荡反激变换器

自激振荡技术的一种更实用的电路示于图2。6。4。该例中，输入和输出电路是隔离的，由光耦合器OC1提供反馈。

元件D、C和R形成自跟踪电压钳位（见3。2节），该钳位电路防止Q关断时由原边漏感产生的过大的集电极过电压。

元件D1和C是辅助电源适配器的整流器和储存电容，该辅助电源适配器为控制光耦器OC1供电。

控制电路（简要描述）

充电器厂家玖琪实业使用一种非常简单的控制电路。光耦OC1的二极管与限流电阻R，和一个分流调节器V（德州仪器TL430）串联。

当分流调节器V1的参考端达到2。5V时，电流开始经光耦二极管流向V1的阴极，开始控制作用。R12和R1的比值按输出需要选择，本例为12V。

受输出控制电路控制的光耦晶体管给R加一偏置电流。分压电路由OC1、R1和随光耦器电流增加的Q2基极组成，所以R两端要求斜坡电压，而且使Q2导通和Q关断所需的集电极电流将减小。

随着Q1开始关断，其集电极电压变正，集电极电流转移到缓冲器元件D2、C3和R中。R3两端的电压使R和Q2上基极驱动电压增加，因为R3的阻值比R4大，其补偿的电压大于R上的压降。这进一步为Q1提供了再生关断作用。

该简单电路具有许多重要优点

首先，该电路总是工作于完全能量传递模式。考虑开关作用：Q1关断时，反激电流在输出回路中流过，变压器电压反向，驱动绕组P2为负。因此，在储存在磁场的所有能量转换到输出电容器和负载前Q1保持关断。

在这期间，所有绕组上的电压向零衰减。C2（反激期间已充电）跟随P2上电压的正向变化，使Q1的基极变正。再次，由于再生作用，流过R1的驱动电流增加，Q1导通结果，在储存的能量转换到输出电容器和负载后，新的导通周期立刻开始。无论负载和输入电压如何完全能量传递都会发生。

由于在设计过程中不用考虑直流成分，并且不用顾虑磁心的满磁通容量，变压器设计

得以简化。复读机电源适配器对任何原因产生的磁心饱和，线路有进一步的保护措施。因为饱和会使流过R，的电流增加，使导通脉冲提前终止。这样就使工作频率增加且不出现饱和。这就允许设计者大胆地利用磁心的满磁偏移能力，而不需要过多的磁通裕量来防止饱和。

这种变换器的频率一负载典型图示于图中。注意在负载非常低时可能出现工作频率非常高的情况。为防止开关晶体管和缓冲元件中过多的损耗，应使用最小负载不超过10%的功率单元，或者使用电阻器作为假负载来避免高频模式。

变压器的设计可以使用第一部分第18章中讲述的常规的缓冲结构和电压钳位和图中的电路，为固定频率反激变换器设计的变压器，在可变频率电路中的工作情况也相当令人满意。不过使用额外的磁通容量并相应地减少原边匝数可提高效率。为了有好的再生作用，P2产生的驱动电压应至少为4V。

最后的设计中，常使用额外的电路来改善整体性能。例如，用一正偏压与驱动绕组P串联以加速导通过程（该过程在本例中较慢）。使用电容器（图中虚线表示）或电阻在Q的基极加一方波偏压用以在轻载条件下改善开关作用，轻载时减小开关频率可减小最小负载要求，从而减小了不规则振荡出现时的电流。

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