推挽变压器的设计方法

手机充电器变压器设计（全桥）

推挽变压器的设计方法相当直接。两个工作半周期都使用一个原边绕组，这使得磁心和绕组有极好的利用率。

为减小磁化电流，需要较大的原边电感和较小的匝数。同时选择高导磁率材料，并且磁心不用加气隙（由于磁心气隙对饱和的出现有较好的控制作用，如果变压器中有直流电流成分，有时可加入一个小的磁心气隙）

变压器设计举例

假设设计的具有铁氧体磁心的变压器要满足以下要求：

输入电压90~137或180~264（用开关转换）

频率40kHz

输出功率500W

输出电压5V

输出电流100A

步骤1，选择磁心尺寸

假设变压器和副边整流电路的初始效率是75%，变压器要转换的功率将是500／0.75=667W。对于该功率水平的推挽工作情况，从图可知，EE55-5521在对流空气冷却条件下的温升是40°C。因此下面的例子中使用该磁心。

图平衡推挽工作时的磁心选择图，表示输出功率是频率的函数，以磁心尺寸为参数

步骤2，选择优化磁通密度

对于推挽工作，可以使用整个B／H磁环（见图）。大的磁通密度偏移具有较少的原边匝数和较低的铜损耗，但磁心损耗增加。

通常假设，较小的损耗（较大效率）出现在铜损耗和磁心损耗相等的情况，这是选择工作磁通密度时常用的设计目标。

图表示A16铁氧体磁心材料在匝数减少时磁心损耗增加的情况，而峰值磁通密度从25mT增加到200mT（同时，铜损耗将减小，但在这里没有表示出来）

图每克A16铁氧体的磁心损耗是频率的函数，以峰值磁通密度为参数注：图中曲线画的是峰值磁通密度B，磁通密度变化范围△B是2×B

 图表示一对工作于40kHz的A16铁氧体EE55-55-21磁心，随着匝数的变化其磁心损耗、铜损耗和总损耗的变化情况，峰值磁通密增加到了200mT。较小的总损耗产生在70mT附近。（对于每匝绕组，假设使用了较佳的磁心窗口面积和导线规格。）

图典型开关式变压器在具有较佳绕制性能时，一对A16铁氧体EE55-55-21磁心的磁心损耗，铜损耗和总损耗。损耗是峰值磁通密度的函数。注意到当变压器电感（匝数）为较佳时出现较小总损耗，此时磁心损耗是总损耗的44%

在本例中，当磁心损耗是总损耗（70mT）的44%时出现较小损耗（较大效率）。可是，较小损耗条件的范围相对较宽，峰值磁通密度在50mT~100mT内都具有较佳的效率。通常假设较佳选择是80mT（铜损耗和磁心损耗相等的地方），此点距较佳点并不太远。

对于每个设计都有一个较佳磁通密度偏移，这取决于工作频率、磁心损耗、结构和绕组的利用率。

图表示对于在正激和推挽应用场合使用EE55-5521和其他磁心时的较佳变压器设计中制造商推荐的峰值和较佳磁通密度。在图（在40kHx），制造商推荐的峰值磁通密度是100mT，这个值接近于较佳值，本例中使用这个较高的值以减少绕组匝数。

步骤3，计算原边电压（Va）

由于已选择了接近较佳效率的峰值磁通密度，并且不存在饱和，在此使用的设计方法是在较大导通时间（50%的占空比）和较小输入电压条件下计算原边匝数。此时充电器输入较小值是90V有效值，倍压连接时的直流电压是

Vcc=Vin×1.3×1.9

式中V=是交流输入电压，有效值。

注意：直流电压和纹波成分的情况在第一部分的第6章中有详尽的描述。因此，使用倍压连接，90V输入时,

Vcc=90×1.3×1.9=222V直流

步骤4，计算较大导通时间

如果避免了交叉导通（2个串联晶体管同时导通），则较大导通时间不能超过总周期的50%。因此

（a）25℃和100℃时N27铁氧体材料的磁化曲线（经西门子公司许可）

（b）、（c）较佳峰值磁通密度是频率的函数，以磁心尺寸为参数

步骤5，计算原边匝数

导通期间加到变压器原边的电压波形是矩形，可以使用伏秒方法（法拉第定理）来计算匝数。

在推挽变压器中，两个象限的B／H磁环都要使用，而在稳态平衡条件下，磁通密度偏移在正半周内将从一B变化到+B。

应该注意图2。13。4表示的是峰值磁通密度B，但假设损耗是对峰峰磁通密度偏移△B（2×B）而言的。对于较佳效率，选择的B是100mT。因此，本例中峰峰变化（磁通偏移摆幅）△B=2×B或=200mT

EE5-5-21的磁心面积是354mm2，原边匝数由下式计算

式中，Vcc=较小直流整流电压；

ton=较大导通时间，单位是μs

△B=总磁通密度偏移，单位是T

Am=较小磁极面积，单位是mm2。

因此

步骤6，计算副边匝数

桥式变换器工作于全导通角（较大输出）时，原边波形接近方波。同时，整流输出接近直流，输出电压就是副边电压减去整流器、扼流圈和导线上的损耗。

假设所有这些损耗为1V，则变压器副边电压Vs是6V。因此，每半副边绕组的匝数是

注意：将副边绕组标准化到1匝，原边绕组标准化到37匝，使本例中的峰值磁通密度稍高于100mT。

计算中使用的Vs是在90V较小充电器输入电压时得到的副边电压，在该电压时脉冲宽度较大。在高输入电压时，控制电路将减少脉冲宽度以维持输出电压的调节。

为使铜损耗和漏感较小，重要的是选择变压器导线的较佳规格尺寸和形状以及合理地绕制，使原、副边绕组之间的漏感较小。本例中将使用分层绕制技术。

大电流副边绕组应使用占绕组架整个宽度（小于漏电距离）的铜箔。