电源适配器适配器多输出混合调整系统

使用集成磁性元件和各种模拟技术，已展示了一个宽范围组合的可能性。在许多情况下，这些组合而成的变换器难以被清楚地区分。对每种组合要了解其优缺点，例如在Cuk变换器中，通过将输出和输入扼流圈组合可以将输入和输出的纹波电压抑制到零。因此变换器组合可以提供一些非常有用的特性。

对各种组合有充分了解的电源适配器设计者能够为特殊应用选择最合适的组合，这的确是非常强有力的设计工具。

许多技术的完整介绍不在本书范围，但以下章节介绍了一种特别有用的结构。若需要更多的信息，感兴趣的工程师应学习参考文献中的许多优秀的论文和书籍。

降压变换器，与DC-DC变换器串联

下面章节仅考虑一种应用较为广范和易懂的降压变换器结构，该调节器与方波自激电压反馈DC-DC变换器串联。图表示了使用MOSFET的该变换器的方框图。这种结构对于多输出离线开关模式电源适配器特别有用。

工作原理

简言之，图2。18。1的例子中，输入降压变换器中的MOSFET、L1和D1将输入高电压（300V）降低到更易操作的、经预调节的200V直流电压并供给推挽DC变压器的MOSFET2、MOSFET3和T1。DC变换器的主输出到降压变换器形成闭环控制以恒定输出，因此其他的辅助输出近似不变。

在推挽工作中，DC变压器的场效应管至少要承受两倍的预调节电源适配器电压的过电压在降压变换器中，通过减小该电压和去除输入变化，极大地减少了变换器场效应管所承受的过电压，并提高了可靠性。

5V输出电压经放大器A1和光耦合器OC1形成控制闭环，具有非常好的调节作用。因此，降压变换器将加到DC变压器的DC电源适配器维持在使5V输出电压恒定的水平上。由于变换器部分的输入几乎完全与交流电源适配器隔离，使变换器开关元件所受的过电压小得多，这将减小输出纹波并改善可靠性。

更进一步，由于闭环控制，直流变压器每匝电压将保持常数（对于一阶），而同一个变压器的其他输出将是半稳定的。

对于瞬时输入电压，较大的输入电容器C1起自然滤波作用，降压变换器和滤波器L1、C2具有良好的抗扰性。而输出端的小的低通滤波器进一步除去了输出的开关和整流器的恢复噪声。由于直流变压器工作在满占空比（方波）条件下，整流输出几乎是直流，输出电路仅需要小的高频滤波器。这在需要大量输出时特别经济。

在一些应用场合，变换器工作频率将与降压变换器同步，以防止会产生额外输出纹波的低频相互调制成分。

在降压变换器中使用功率场效应管，这样可以使其工作于高频而不会产生过多的开关损耗。即在变换器每半个周期中，降压变换器可以提供数个功率脉冲，以减小相互调制纹波。

若在降压变换器中使用双极型开关元件，该降压驱动组合在轻载时要经受低频不稳定性。这是由于DC变压器的直接正反馈对双极型晶体管储存时间的调制引起的。由于处于正常控制环外，该影响难以补偿。而降压变换器中的场效应开关管的可忽略的储存时间消除了此问题。

应该注意，DC变压器是电压反馈，电容器C2大到足以在整个周期内维持电压几乎不变。这为DC变压器提供了一个低阻抗的无纹波预调整DC输入，并且在需要附加副边调节时可以进行副边占空比控制。交叉调节影响也减小了。没有附加副边调节，当对5V输出闭环时辅助输出调节可以达到土5%，或对高电压、低电流输出闭环时辅助输出调节可以达到±2%。

降压变换器部分

图表示降压变换器基本环节的原理框图。通常这是电流型控制系统，与在讲述的降压变换器非常类似。

简要地说，降压变换器的功率MOSFET是按照振荡器的时钟信号来导通的，而其关断受控于L1中的电流，该电流由电流互感器CT1检测。开关电流水平由慢得多的经A和OC1取自于输出电压的控制环来控制。

振荡器的时钟信号触发双稳态开关D1，使串联功率开关MOSFET1导通，在串联电感器L中产生电流。

在导通期间，L1中的电流逐渐上升，该电流被电流传感器CT1转换成斜坡电压并作为电压比较器A2的输入。当斜坡电压的幅值达到由控制放大器A1正向输入端设定的参考值时，会产生一复位信号，使驱动双稳态开关D复位到关断状态。如果允许工作脉宽在50%以下，电流反馈应有斜率补偿以防止次谐波的不稳定性。

注意到，电流型控制限定了L中的峰值电压，使降压变换器成为一个电压控制的恒电流源。DC变压器输入端的电容器C2将高阻抗源转变成低阻抗电压源。

电压控制放大器A1随输出电压而变，并调节斜率比较器A2的参考值。用这种方法调节L1和C1中的电流以维持DC变压器输出电压恒定。

6V电源适配器直流变压器选择

在图所示简单例子中，直流变压器将是一个自激振荡方波双极型或MOSFET变换器。

6V电源适配器同步混合调节器

如果直流变压器和降压变换器频率同步，则需要设计驱动变换器。降压变换器和直流变换器用同一振荡器来驱动。

建议降压变换器的工作频率为直流变压器频率的两倍，使功率脉冲在EFT2和EFT3的每个导通状态传递到L1。这有助于维持直流变压器的平衡状态，减小变压器中的阶梯形饱和趋势，也减小输出纹波。

直流变压器应几乎以纯方波工作以使双向或全波整流输出几乎是纯直流。故可用非常小的输出LC滤波器来去除由输出整流器换相引起的尖峰噪声。由于无需储存有效能量，这些滤波器元件可以相当小。

如果驱动直流变换器使用双极型晶体管，由于晶体管在关断边缘的储存时间，交叉导通几乎占全导通时间的50%。在不引入“死区”时间，而使用动态交叉耦禁止驱动电路的情况下，该问题可以得到解决。

功率MOSFET具有非常小的储存时间，很适合这种方波直流变换器。使用MOSFET元件时，并不需特别的预防交叉导通的措施。

6V电源适配器具有副边后调节的混合调节器

需要改善性能时，可以在辅助输出上附加开关或线性调节器。此时很重要的是要保证直流变压器的输入是一个低阻抗电压源，输入电容器的接法如图所示。

更有用的技术表示在图中，这里是对高压输出形成闭环控制（本例为+12V），以对较高的电压输出形成良好调节。可是通过使用高效的可饱和电抗调节器，已对低电压、大电流输出（+5V、40A）提供了额外的调节。

如果使用该方法，较高电压辅助电源适配器的调节会很好，而在低电压，大电流电源适配器中的调节损耗的趋势可以通过可饱和电抗调节器得到补偿。

在这种混合结构中，+12V和+5V输出得到完全调节，而由于对完全调节的+12V绕组紧密耦合的缘故，附加输出（-12V和+24V）也具有良好的调节。由于可饱和电抗调节器、降压变换器和方波直流变压器的损耗非常小，可使整个系统的效率超过70%