全谐振式自激振荡电流型MOSFET型正弦波变换器

   今天充电器厂家玖琪实业跟大家讨论的BT电流型逆变器的MOSFET形式｡我们将会看到这种逆变器具有完全不同的零电压驱动方法,与采用BJT时相比,既有优点也有缺点｡MOsFET电路的主要优点是开关过程中无需加入延时,因而消除了开关器件的交叠时间,也无需插入死区时间｡因此谐振电压波形接近纯正弦波,谐波含量极少｡

    本文将不再重复电源适配器电感和变压器的设计方法以及谐振电路的理论,不再讨论Q值和环流､还有逆变器工作其他相关细节,因为这些内容充电器厂家玖琪在以前已经做了充分的讨论｡本文的MOSFET电路采用相似的设计过程｡

    由前面内容可知,谐振式荧光灯镇流器的基本电路是相同的,即自激振荡电流反馈型井联谐振式正弦波逆变器｡电源适配器电路使用的开关器件是BT｡也许看上去用MOSFET替换BT､并将驱动电路进行适当的改变后,电路的功能是完全一样的｡然而,这样做经常导致可靠性降低,性能也不令人满意｡MOSFET电路的驱动电路设计与BT电路的截然不同,尽管这不是显而易见的｡

    第一个要求是MOSFET的栅极驱动电路需要加入延时以模拟因基极存储电荷的复合时间而使BJT具有的固有延时｡延时可以确保两个器件始终不会同时关断｡在扼流圈驱动电路中,为了避免破坏性的高瞬态电压,必须为串联馈电扼流圈的电流提供连续流通的回路｡还有一点不是那么显而易见,即应在高输入电压施加前开始振荡过程,以避免灾难性故障的发生｡充电器厂家将研究解决这些问题的新方法｡

基本MOSFET谐振式逆变器

     图所示的为MOSFET逆变器的最基本电路,通过该图可以更好地理解电源适配器的工作原理｡然后将分析为了获得可靠的工作电路,应对其做哪些必要的修改｡

    在图所示的复读机电源适配器基本电路中,栅极驱动电路与双稳态多谐振荡器十分相像｡电源适配器电路一旦启动,就可以在稳态条件下运行良好,无需做任何修改｡然而,稍后就可以发现,有个问题使电路不能可靠启动,为了解决这一问题,应做如下的修改｡

    考虑以下启动条件:辅助电压VA已经建立,输入电压VN也已经施加,且电路已经运行于稳态｡(本例中相对于公共端,VA为18VDC,VN为250VDC｡)

    在这种条件下,并联谐振电容CR和原边P1两端的电压为正弦波,如图所示P1中心抽头A点的电压为全波整流后的正弦电压(或选加正弦波,如图4｡4｡2d所示)由于L1的输入端接至直流电压(Vw),L两端的电压为类似的带有直流偏置的选加正弦波｡注意图4｡2｡2中除P1电压以外,电压的参考点均为公共端｡

    为了使输入电压的纹波最小,扼流圈L1的电感值相当大(本例中为10mH),电流中的直流分量相对于交流纹波电流来说很大,因此扼流圈的电流近似恒定｡A点的选加正弦波电压由L1的工作状态以及由变压器原边电感和C构成的谐振电路完全决定｡

(a)Q:漏极电压:(b)Q2漏极电压:(c)P1电压,参考点是Q:的漏极,不是公共端;(d)A点的选加正弦波电压:(e)Q1栅极电压;(f)Q2栅极电压

       稳态时谐振电路能够自动将L1的电压调节至0,因为每个周期内磁通的正向变化和反向变化必须相等｡这使每个周期内L1的净电流变化为0,平均电流保持为负载需要的大小｡因此A点选加正弦波电压的平均值等于直流输入电压VN｡注意,如果迭加正弦波电压平均值小于VN,L1的电流将增加,选加正弦波的电压也增加,直到一个周期内电感净电压为0,反之亦然｡选加正弦波的平均值为峰值的2/x,因此本例中选加正弦波的峰值电压Vp为

Vp=VAGπ/2=250π/2=393V

       为了求得MOSFET两端电压的峰值,应注意选加正弦波电压的峰值出现在原边的一半绕组上的同时,P1一端的电压被导通的MOSFET固定在0V｡因此峰值电压应力施加于整个原边,以及关断MOSFET的漏极和源极两端,本例中峰值电压大小为2(393)或786V｡（英规电源适配器）

       图中,任一时刻两个功率MOSFETC和Q2中的一个处于导电的导电状态另一个处于阻断电流的关断状态,两个电阻R1和R:为栅极上拉电阻,当钳位二极管截止时将开通电压VA施加于两个MOSFET的栅极｡

      可以看出两个二极管D1和D2的连接方式使一个MOSFET的漏极电压为0时,相应的二极管将另一个MOSFET的栅极电压错位于稍大于0的二极管压降(足够低,确保MOSFET关断)｡当漏极电压升至超过VA时,三极管变为反向偏置,栅极电阻使另一个MOSFET的栅极电压等于VA,使MOSFET开通

       现在做进一步分析,考虑Q1关断Q2导通的某一瞬间,假设Q1漏极电压为20V并迅速降至0V.图4.2.2的t1前一瞬间正是这种情况｡此时Q的漏极电压为0,由于D2正向偏置,它将Q1的栅极电压钳位于D2正向压降的大小(约0.7V),这使Q1保持关断状态｡与此同时,Q的漏极电压为20V,所以D反向偏置,且VA(18V)由R:施加于Q2的栅极(见图,所以Q2完全开通。

此时随着Q1漏极电压下降至VA以下,D开始导通,且Q2栅极的驱动电压开始降低｡由于MOSFET的栅极阔值电压V典型值为3V,当Q:漏极电压降至约2.3V时Q2将完全关断,所以,随着Q1漏极电压降至0,Q漏极电压在谐振的作用下开始增加尽管D2仍然导通,Q1的栅极电压此时在R1电流的作用下升高｡一且Q1栅极电压升至3V,Q1将开通,使其漏极电压保持为0V.当Q2漏极电压一超过18V,D2将反向偏置18V电压降经R1施加于Q的栅极｡所以栅极电压基本上为方波,如图4.4.2e和图4.,4.2f所示｡由此一个器件导通至另一个器件导通的转换是完全连续的,电路中的电压波形非常理想｡所有的波形均没有电压尖峰,P1两端的正弦波电压在交越时间为0时没有明显的畸变｡

注意存在一小段两个MOSFET均关断的时间｡然而电路中的分布电容在这段短暂的时间内(25ns)为L的电流提供了通路,这足以抑制严重的瞬态过电压。

启动MOSFET逆变器

锁定

       这种MOSFET电路一开始并不令人喜欢,因为启动时两个MOSFET会同时导通并损坏,原因如下。

       对于图所示的电源适配器基本电路,如果电压V和VA突然同时施加,振荡将无法开始因为Q和Q:将同时导通,这使L的电流迅速增加,直至MOSFET损坏。

       造成这种情况的原因是启动前谐振电路中没有电流,P1两端电压为0,并且由于能量无法传递至谐振电路中,这个状态将持续下去｡因此P1两端电压保持为0,振荡不会开始｡当直流电压施加后,两个漏极电压将同时升高,当升至约2.3V时,两个栅极电压都将超过V(约为3V)｡这时两个MOSFET将进入线性导通状态并保持该状态,电流不受限制地增加,从而迅速导致MOSFET损坏｡解决问题的方法是在电源适配器低电压下启动振荡方法如下｡

电源适配器在线性模式下启动振荡

为了启动振荡,必须使能量传递至由原边等效电感和谐振电容C构成的谐振电路｡L电流增大的速度比振荡电路中振荡的形成要快得多,所以如果在D1和D2导通前振荡没有形成,电路将被锁定｡通常,振荡的形成需几个毫秒,并且与负载和连接至MOSFET栅极的正反馈数量有关,这个问题将在下一节进行讨论。

由于启动时MOSFET工作在线性区或准线性区,而且只有在P1两端电压完全建立后才开始交替地导通和关断,此过程必须在二极管D和D2导通前发生｡以下措施可以确保这一点。