开关电源适配器设计方案

开关电源适配器设计方案

开关电源适配器设计方案的选取与普通开关电源不同，由于受到体积、重量和散热条件的限制，开关电源适配器基本要求是电路简单可靠、效率高、易于集成。本章仅对现在开关电源中采用的主要设i十方案进行了对比分析，并在此基础上提出了大功率软开关电源适配器设计方案。
3. 1单端正激设计方案
单端正激适配器功率变换电路原理如图3.1所示。与理想的单端正激变换器不同，实际的变压器由于初级绕组的电感不能无穷大。因此，在开关管Q导通时，高频变压器中一定会有一部分励磁电流，而存贮一定的能量，当Q截止时这部分能量必须完全释放，否则变压器中的励磁电流会不断增加，最后导致磁芯饱和而损坏。图中绕组N,,就是变压器的复位绕组。它在Q截止时，通过D3为磁芯复位。同样由于变压器的非理想性，变压器初级会存在一定的漏感，存贮在漏感中的能量也必须吸收，否则会因此在Q截止时漏感中电流突变将开关管Q击穿，图中RCD就是用來吸收入漏感中能量的。

图3.1单端正激适配器功率变换原理图 
单端正激设计方案分析：
单端正激变换器在每一周期内开关管Q的纹波电流通常只为峰值电流的10%,在相同的脉宽下单端正激变换器要比单端反激变换器的纹波小得多，通常只为反激变换器的四分之一。因此在相同的脉宽下，单端正激变换器开关
管Q中的开关电流的的有效值要比单端反激变换器开关管中电流的有效值低25%。这在早期高压大功率MOS管导通电阻比较高，开关管导通损耗严重的情况下，使用单端正激变换器，可以有效地提高幵关电源适配器的效率、降低生产成本。因此在早期开关电源适配器设计过程中，单端正激设计方案得到了广泛的应用。然而随着半导体工艺技术的发展，高电压大功率MOS管导通电阻的下降，MOS管导通损耗己经不再是适配器设计的突出矛盾，单端正激变换器在一定的功率范围内己经不冉具有优势。尤其是当代开关电源适配器提出宽电压输入范围的要求之后，单端正激变换器由于其本身固有的特点，现在开关电源适配器设计时，已经很少使用单端正激设计方案了。
单端正激变换器在宽输入电压情况时的特点如下:
1、单端正激变换器虽然开关管峰值电流和纹波电流比较小，但由于磁芯复位需要而增加的复位绕组，不仅不能有效减小开关变压器的体积，同时也增加了变E器的绕制成本。
2、 一般来说为了使复位绕组与初级绕组耦合好，减化变压器绕制工艺，复位绕组与初级绕组往往采用双线并绕的形式。这就导致复位绕组与初级绕组匝数一致，每个周期内，开关管所承受的击穿电压都是输入电压的2倍，同时也导致单端正激变换器的最大占空比不能超过0.5。这也就使我们在低输入电压时，不能通过增加占空比进一步减小开关管电流的有效值。
3、宽电压输入范围时输出整流二极管反向击穿电压高。使我们无法使应用低损耗整流二极管（如：肖特基二极管）或低导通电阻同步整流MOS管。
例如:在交流输入电压范围为Vin=85VAC-275VAC时，输出电压为V。=19VDC,单端正激变换器最大占空比为？=0.45的条件下，当输入电压为Vinmin=85VAC,经过整流滤波后，变换器的直流输入电压的最小值为100VDC时：

式中，V。为变换器输出电压，V;Vinmin为变换器输入直流电压最小值，V;n为变压器变比；?为变换器导通占空比。

式中，Vr为输出整流二极管D最大反向击穿电压，V;Vinmax 为输入直流电压最大值，V;n为12V电源适配器变压器变比。
由此我们可以看出在宽电压输入范围的条件下，输出整流二极管反向击穿电压高，而当反向击穿电压超过100V时，我们就无法再使用肖特基二极管及低导通电阻同步整流MOS管来降低输出整流的功耗。