ZVS反激开关电源实例

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ZVS反激开关电源实例

反激式开关电源是指使用反激高频变压器隔离输入输出回路的开关电源。

1. 反激应用中MOSFET的损耗分析

MOSFET的损耗主要包括如下几个部分：

1导通损耗

导通损耗是比较容易理解的，即流过MOSFET的RMS电流在MOSFET的Rdson上的I^2R损耗。降低这个损耗也是大家最容易想到的，例如选用更低Rdson的管子，设计变换器进入更深的连续模式来降低RMS电流等。然而需要注意的是，Rdson和Q互相矛盾，最终，只能在两者之间找到一个平衡点。

2关断损耗

关断损耗即MOSFET在关断状态下，流过MOSFET的漏电流和MOSFET承受的电压之积。通常这项损耗是大家忽略的，实际上也是完全可以忽略的。例如一个耐压600V左右的MOSFET，即便在150°C下，漏电流也仅仅是uA级的，带来的损耗也仅仅是mW级的。

3开关损耗

开关损耗包括开通损耗和关断损耗。开通损耗指的是MOSFET开通期间Ids上升和Vds下降交叉面积带来的损耗;关断损耗指的是MOSFET关断期间Ids下降和Vds上升交叉面积带来的损耗。

不论是开通损耗还是关断损耗，主要是发生在米勒电容放电或者充电区间，即决定开关损耗的主要是米勒平台的时间以及开关频率。

对于目前的反激式应用，由于开关频率普遍偏低(绝大多数低于100KHz)，并且高压输入下CCM的深度很浅(对于全电压工作的电源适配器，绝大多数低压CCM工作的，高压基本上工作于DCM或非常接近DCM)，同时加上MOSFET的进步(CoolMOS和Super Junction大大降低了Crss)，实际应用中MOSFET的开通损耗是比较小的。拿一个使用CoolMOS或Super Junction MOSFET的电源，驱动开通电阻从几欧到几十欧甚至上百欧变动，效率几乎不受影响。

由于反激原边MOSFET关断发生在最大电流处，因此关断损耗通常比较可观。为了降低关断损耗，通常从加快关断速度上想办法。

4容性损耗

这里把容性损耗独立于开关损耗来讨论。容性损耗指的是MOSFET开通瞬间，DS间寄生电容通过MOSFET DS直接放电产生的损耗。我们经常可以看到原边电流波形并非一个理想的三角形或梯形，而是在开通瞬间存在一个电流尖峰，导致峰值电流控制模式的IC不得不做前沿消隐。

从一个MOSFET的规格书中，通常可以看到两个可以用来直接估算容性损耗的参数，Eoss和Co(er)。拿英飞凌最新一代的CoolMOS IPD70R360P7S举例：

Eoss@400V=1.8uJ，Co(er)=27pF(Vds=0~400V)

如果把Co(er)乘以Vds(400V)的平方再除以2，得到能量2.16uJ，和Eoss基本一致。

比较简单的估算，如果开关频率f=100KHz，则Vds=400V下的容性损耗约：

Pco=Eoss*f=0.18W

在实际应用中，这个损耗很可能是被低估的，有如下原因：

首先实际应用中，264VDC输入下，输入直流电压374V，如果反射电压100V，那开通瞬间的Vds电压可能在374-100=274V(QR)到374+100=474V之间，即实际的Eoss可能大于或者小于规格书给出的值;

其次实际应用中，MOSFET的DS间等效电容不仅包含MOSFET本身电容，还有变压器寄生电容，后者很可能大于前者，这种情况下，实际Eoss损耗会远大于计算值。

5驱动损耗

驱动损耗即Ciss的充放电损耗，计算方法如下：

Pdrv=Qg*Udrv*f

通常应用下也被忽略，一方面由于MOSFET的进步，Qg有了显著的降低，一方面频率比较低。例如IPD70R360P7S，Qg=16.4nC(Vgs=0~10V，Vds=400V)，驱动电压10V，工作频率100K下，驱动损耗仅为：

Pdrv=16.4*10*100/1000=16.4mW

需要注意的是，与前面几项损耗不同，驱动损耗虽然是MOSFET的结电容充放电导致的，但绝大部分没有损耗在MOSFET上，而是损耗在驱动IC和驱动电阻上。

2. ZVS的实现方案

ZVS即在MOSFET驱动到来前，Vds电压已经为零了。由于节点电容上电压的存在，要实现ZVS，需要一个和励磁电流反向的电流流过变压器原边电感。传统的QR，由于退磁后变压器初级电感的初始电压即副边反射电压，振荡是阻尼的，因此开关节点可能达到的最低电压只能是Vin-Vor，能不能ZVS取决于输入电压和反射电压。对于宽范围输入，不太可能全输入范围实现ZVS;如果再加上宽范围输出(比如PD协议5-20V输出的适配器)，ZVS的实现就愈发困难。

为了实现这个反向的电流，对电感而言，只需对它反向励磁，有源钳位反激就是这样一个思路。

实例解密“ZVS反激开关电源”！

相对于传统反激，有源钳位反激中RCD吸收不可控导通的D变成了可控导通的MOSFET，钳位电容容值远大于吸收电容。漏感能量存储在钳位电容中，在钳位电容上形成一个相对平稳的电压。在原边主MOSFET开通前，如果先将钳位管开通一段时间，原边电感将反向励磁，关断钳位管后，励磁电流方向不变，这个电流抽取结电容电荷，最后实现主MOSFET的ZVS。

有源钳位的好处是不仅实现了ZVS，同时能够回收漏感能量，但从电路结构上，增加了一颗高边钳位管，控制IC需要高压浮区，成本大幅上升。

本文要讨论的ZVS反激，讲的是不改变传统反激电路基本结构，不增加额外的器件，仅从控制上想办法来实现。

前面提到，为了实现ZVS，需要在原边管开通前，在原边电感上形成原边一个负电流，即原边电感需要反相励磁。ACF根本方法就是在原边电感上直接反相励磁，代价是必须增加一个可控开通和关断MOSFET。

对于Flyback，变压器本质上是一个耦合电感，要在原边电感形成负电流，这反相励磁其实是可以从任一绕组上来操作的，因为关断后，能量可以从任一绕组释放。基于这个原理，ZVS的实现就变得相当简单了。试想一下，工作在DCM下，带有有同步整流的Flyback，如果副边退磁完成后同步整流继续保持开通，那么输出电压将会从输出绕组对变压器励磁，只要在原边开通前一定时间内关断同步整流，变压器内存储的能量就会寻找途径释放，而此时，它就会反抽原边开关节点电容形成负电流，只要励磁能量足够，反抽时间(同步整流关断到原边开通的死区时间)合适，就能确保零电压开通。
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当然，励磁可以在变压器上其他任何一个耦合的绕组上进行。

先上第一个原理图，是我前两年搭的一个实验电路，用一个定频PWM控制器配合一些数字逻辑电路，实现同步整流与原边驱动的互补输出，同时留有死区，这个电路经过验证，DCM下可以从副边同步整流倒灌，实现原边零电压开通。至于原理，相信大家仔细看看都能理解。

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| 发布时间：2017.11.20 来源：电源厂

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